功率因数校正简介

PFC的英文全称为“Power Factor Correction”，意思是“功率因数校正”，功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系，也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。 基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度，当功率因素值越大，代表其电力利用率越高。 一、功率因数校正 　　计算机开关电源是一种电容输入型电路，其电流和电压之间的相位差会造成交换功率的损失，此时便需要PFC电路提高功率因数。目前的PFC有两种，一种为被动式PFC（也称无源PFC）和主动式PFC（也称有源式PFC）。 1. 被动式PFC 　　被动式PFC一般分“电感补偿式”和“填谷电路式(Valley Fill Circuit)” 　　“电感补偿方法”是使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数，被动式PFC包括静音式被动PFC和非静音式被动PFC。被动式PFC的功率因数只能达到0.7～0.8，它一般在高压滤波电容附近。 　　“填谷电路式”属于一种新型无源功率因数校正电路，其特点是利用整流桥后面的填谷电路来大幅度增加整流管的导通角，通过填平谷点，使输入电流从尖峰脉冲变为接近于正弦波的波形，将功率因数提高到0.9左右，显著降低总谐波失真。与传统的电感式无源功率因数校正电路相比，其优点是电路简单，功率因数补偿效果显著，并且在输入电路中不需要使用体积大重量沉的大电感器。 2. 主动式PFC 　　而主动式PFC则由电感电容及电子元器件组成，体积小、通过专用IC去调整电流的波形，对电流电压间的相位差进行补偿。主动式PFC可以达到较高的功率因数──通常可达98%以上，但成本也相对较高。此外，主动式PFC还可用作辅助电源，因此在使用主动式PFC电路中，往往不需要待机变压器，而且主动式PFC输出直流电压的纹波很小，这种电源不必采用很大容量的滤波电容。   1）PFC主电路原理图

图 PFC主电路原理图 如图所示的无损吸收PFC主电路的原理图。图中B1为整流桥，L1为PFC升压电感，D1为隔直二极管，S1为开关管，C1，C2，D2，D3和D4，L2组成无损吸收网路，C3为输出滤波电容。具体分析过程如下：当S1断开前，C2中的能量通过D5及L2转移到了C1中，C2的电压降至0。C1的极性如图1所示。当S1断开时，C2上开始为零电压，L1中的电流通过D3给C2充电，直到D1导通为止。并且C2的电位通过D4、D5箝位到输出电压。同时C1通过D2向负载放电，能抑制S1漏极上电压的上升时间，从而充分地保证S1关断在零电压状态下。当S1合上时，C1的左端通过S1接地，电容C2上的电荷通过D5、L2转移到C1中。当开关再次关断的时候，重复上述过程。 2）三相PFC矩阵变换器电路拓扑及工作原理     图1示出三相PFC矩阵变换器电路拓扑。该矩阵变换器的开关是由两个背靠背的IGBT组成的。这样组成的开关可对正负两个方向的电压和正反两个方向的电流进行导通和截止,因此该开关具有四象限功能[1]。每个H桥的对角线上两个双向开关互补通断,就可将等伏秒面积的双极性电压脉冲通过高频变压器传递给次级输出。每一开关的导通宽度均由模拟调压板通过对交流电压前馈uphase、输出电压反馈uout及初级电流取样值ipri作为输入,再由模拟调压板中的PFC专用芯片UC3854BN运算得到。CPLD板综合DSP板,模拟调压板的输入,发出6路脉宽调制波驱动6只双向开关VQ1～VQ6。图2示出控制系统框图。

3）带无源PFC的LED灯驱动电源原理图

图显示了数字PFC 的系统总体框架。数字PFC 采用双环控制，输出的直流母线电压经采样与输出电压的给定值相比较，两者的偏差经电压环PI调节器G1，其输出表示为a。a 与另外两个量b 和c相乘，得到电流内环的给定Iref，即Iref =abc。其中 ，为输入全波整流电压Urect 平均值平方的倒数，c 即为输入全波整流电压。这样，电压环PI 调节器的输出a 决定了电流环给定的幅值，输入全波整流电压的采样值c决定了电流环给定的形状，前馈电压控制的引入b 保证了输入功率恒定，不受

输入电网电压变化的影响。内环电流环的速度较快，将输入电流采样值与电流环给定相比较，经电流环的PI 调节器G2 对开关管的占空比进行控制。

系统软件配置结构如下：DSP 芯片主频为6MHz；单指令周期为16. 67 ns；开关频率为1 MHz；重载频率为5 kHz；电流环采样频率为5 kHz；电压环采样频率为25 kHz；AD 转换的时间为1. 7 μs；采样通道数为3。

数字控制程序是由主程序和中断服务子程序组成，表1 给出了中断子程序介绍，主要的功能模块包括电压计算、电流环计算、PWM 输出刷新以及故障保护等中断模块。   功率因数校正（PFC）电路工作原理 2008-12-21 12:53:34 功率因数校正（英文缩写是PFC）是目前比较流行的一个专业术语。PFC是在20世纪80年代发展起来的一项新技术，其背景源于离线开关电源的迅速发展和荧光灯交流电子镇流器的广泛应用。PFC电路的作用不仅是提高线路或系统的功率因数；更重要的是可以解决电磁干扰（EMI）和电磁兼容（EMC）问题。 线路功率因数降低的原因及危害： 导致功率因数降低的原因有两个，一个是线路电压与电流之间的相位角ψ，另一个是电流或电压的波形失真。前一个原因人们是比较熟悉的。而后者在电工学等书籍中却从未涉及。 功率因数（PF）定义为有功功率（P）与视在功率（S）之比值，即PF=P/S。对于线路电压和电流均为正弦波波形并且二者相位角为ψ时，功率因数PF即为cosψ。由于很多家用电器（如排风扇、抽油烟机等）和电气设备是既有电抗的阻抗负载，所以才会存在着电压与电流之间的相位角ψ。这类电感性负载的功率因数都较低（一般为0.5~0.6），说明交流（AC）电压设备的额定容量不能充分利用，输出大量的无功功率，致使输电效率降低。为提高负载功率因数，往往采取补偿措施。最简单的方法是在电感性负载两端并联电容器，这种方法称为并联补偿。 PFC方案完全不同于传统的"功率因数补偿"，它是针对非正弦电流波形而采取的提高线路功率因数、迫使AC线路电流追踪电压波形的瞬时变化轨迹，并使电流与电压保持同相位，使系统呈纯电阻性的技术措施。 长期以来，像开关型电源和电子镇流器等产品，都是采用桥式整流和大容量电容滤波电路实现AC-DC转换的。由于滤波电容的充、放电作用，在其两端的直流电压出现略呈锯齿波的纹波。滤波电容上电压的最小值远非为零，与其最大值（纹波峰值）相差并不多。根据桥式整流二极管的单向导电性，只有在AC线路电压瞬时值高于滤波电容上的电压时，整流二极管才会因正向偏置而导通，而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时，整流二极管因反向偏置而截止。也就是说，在AC线路电压的每个半周期内，只是在其峰值附近，二极管才会导通（导通角约为70°）。虽然AC输入电压仍大体保持正弦波波形，但AC输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲，如图1所示。这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成份，引起线路功率因数严重下降。若AC输入电流基波与输入电压之间的位移角是ψ1，根据傅里叶分析，功率因数PF与电流总谐波失真（度）THD之间存在下面关系。 PF=cosψ1/（1+THD2）1/2 实测表明，对于未采取PFC措施的电子镇流器，仅三次谐波就达60％（以基波为100％），THD会超过电流基波，PF不超过0.6。线路功率因数过低和电流斜波含量过高，不仅会对造成电能巨大浪费，而且会对电力系统产生严重污染，影响到整个电力系统的电气环境，包括电力系统本身和广大用户。都对AC线路电流谐波作出了具体的限制要求。 为提高线路功率因数，抑制电流波形失真，必须采用PFC措施。PFC分无源和有源两种类型，目前流行的是有源PFC技术。 有源PFC升压变换器 有源PFC电路相当复杂，但半导体技术的发展为该技术的应用奠定了基础。基于功率因数控制IC的有源PFC电路组成一个DC－DC升压变换器，这种PFC升压变换器被置于桥式镇流器和一只高压输出电容之间，也称作有源PFC预调节器，有源PFC变换器后面跟随电子镇流器的半桥逆变器开关电源的DC－DC变换器。有源PFC变换器之所以几乎全部采用升压型式，主要是在输出功率一定时有较小的输出电流，从而可减少输出电容器的容量和体积，同时也可减少升压电感元件的绕组线径。 PFC变换器有不同的分类方法，按通过升压电感元件电流的控制方式来分，主要有连续导通模式（CCM）、不连续导通模式（DCM）及介于CCM与DCM之间的临界或过渡导通模式（TCM）三种类型，不论是哪一种类型的PFC升压变换器，都要求其DC输出电压高于最高AC线路电压的峰值。在通用线路输入下，最高AC线路电压往往达270V，故PFC变换器输出DC电压少是380V（270***V），通常都设置在400V的电平上。 工作在CCM的PFC变换器，输出功率达500W以上乃至3KW；在DCM工作的PFC变换器，故在此作重点介绍。 工作于DCM的有源PFC升压变换器控制IC有几十种型号，如ST公司生产的L6560、西门子公司生产的TDA4817/TDA4862、摩托罗拉公司生产的MC33261/MC43261、三星公司生产的KA7524/KA7526、哇通公司生产的SG3561等。其中，L6560、KA7524/KA7526和MC33261等，在国内直接可以采购，应用比较广泛。这些器件全部采用8引脚DIP或SO封装，芯片电路组成大同小异，其基本组成包括以电压误差放大器为中心的电压控制环路和以一象限乘法器、电流感测比较器及零电流检测器等构成的电流控制环路。图4示出了DCM升压型PFC控制IC的内部结构及由其组成的预变换器电路。 这种PFC升压变换器的工作原理如下：当接通AC线路后，由于电容C1容值仅为0.1~0.22?F，只用作高频旁路，故桥式整流输出为100Hz的正弦半波脉动电压（VR）,亦即AC半正矢，通过电阻R3的电流对电容C3充电，当C3上的电压升至IC的启动门限（大多为11V左右）以上时，接通IC电源电压（Vcc），IC开始工作，并驱动PFC开关VT1动作，一旦PFC升压变换器进入正常运行状态，升压电感器T1的次级绕组则感生高频脉冲信号，经二极管VD5整流和电容C3滤波，为IC提供工作电压和电流，桥式整流后AC输入电压经R1和R2组成的电阻分压器分压，作为乘法器的一个输入（CM1）。升压变换器的DC输出电压，在电阻分压器下部电阻R9上的分压信号，反馈到IC误差放大器的反相输入端，并与误差放大器同相输入端上的参考电压VREF比较，产生一个DC误差电压VEAO，也输入到乘法器。乘法器的输出VMO是两个输入（VM1和VM2）的结果，作为IC电流感测比较器的参考。当IC驱动VT1导通时，升压二极管VD6截止，流过L的电流从0沿斜坡线性增加，并全部通过VT1和地回复。一旦IL在开关周期内达到峰值，VT1上的驱动PWM脉冲变为零电平，VT1截止，电感器L中的储能使VD6导通，通过L的电流IL沿向下的斜坡下降。一旦IL降为零，L的次级绕组产生一个突变电势被IC的零电流检测器接收，IC产生一个新的输出脉冲驱动VT1再次导通，开始下一个开关周期。IC的电流检测逻辑电路同时受零电流检测器和电流传感比较器的控制，可确保在同一时刻IC只输出一种状态的驱动信号。VT1源极串联电阻R7用作感测流过VT1的电流。只要R7上的感测电压超过电流传感比较器的触发门限电平，PFC开关VT1则截止。当AC线路电压从零按正弦规律变化时，乘法器输出VMO为比较器建立的门限强迫通过L的峰值电流跟踪AC电压的轨迹。在各各开关周期内电感峰值电流形成的包迹波，正比于AC输入电压的瞬时变化，呈正弦波波形。在两个开关周期之间，有一个电流为零的点，但没有死区时间，从而使AC电流通过桥式整流二极管连续流动（二极管的导通角几乎等于180?），整流平均电流即为AC输入电流（为电感峰值电流的1/2），呈正弦波波形，且与AC线路电压趋于同相位，因而线路功率因数几乎为1（通常为0.98~0.995），电流斜波含量符合IEC1000-3-2标准的规定要求。与此同时，由于PFC电压控制环路的作用，PFC变换器输出经提升的稳压DC电压，纹波很大，频率为100HZ，同样为正弦波。其控制原理与开关电源一样，其DC输出电压在90~270V的AC输入电压范围内保持不变。 在DCM下工作的PFC升压变换器相关电压和电流波形如图5所示，图6为AC线路输入电压和电流波形。 事实上，工作于DCM的PFC升压变换器开关频率不是固定的。在AC输入电压从0增大的峰值时，开关频率逐渐降低，在峰值AC电压附近，开关周期最大，二频率最低。 在连续模式（CCM）下工作的PFC升压变换器采用固定频率高频PWM电流平均技术。这类变换器的开关占空比是变化的，但开关周期相同。通过升压电感器和PFC开关MOSFET的电流在AC线路电压的半周期之内（即0 除DCM和CCM的PFC变换器之外，还有一种变换器工作在过渡模式（TM），代表性控制器有L6561等。L6561内置THD最佳化电路，在误差放大器输出端外部连接RC补偿网络，提供更低的AC输入电流失真及保护功能。由L6561组成的PFC升压变换器，输出功率达300W。 CPLD在三相PFC矩阵变换器中的应用 随着电子技术的不断发展,在通讯、控制工程中应运而生的各种硬件平台在功率电子领域中显示出了独有的特色,例如：MCU,DSP和复杂可编程逻辑器(Complex Programmable Logic Device。简称CPLD)等集成度很高的数字芯片就是以其精度高,温度漂移小,升级换代简便,长期工作不老化等特点,而广泛用于功率变换器中,且大有取代传统模拟控制芯片的势头。CPLD的多个通道可以并行工作的这一特点,使得控制三相功率因数校正(PFC)矩阵变换器的6只双向开关同步、协调地工作。在此,介绍的XC95108型CPLD用于矩阵变换器,可以实现驱动脉冲分配、换相及桥臂死区的生成等功能。     2 三相PFC矩阵变换器电路拓扑及工作原理     图1示出三相PFC矩阵变换器电路拓扑。该矩阵变换器的开关是由两个背靠背的IGBT组成的。这样组成的开关可对正负两个方向的电压和正反两个方向的电流进行导通和截止,因此该开关具有四象限功能[1]。每个H桥的对角线上两个双向开关互补通断,就可将等伏秒面积的双极性电压脉冲通过高频变压器传递给次级输出。每一开关的导通宽度均由模拟调压板通过对交流电压前馈uphase、输出电压反馈uout及初级电流取样值ipri作为输入,再由模拟调压板中的PFC专用芯片UC3854BN运算得到。CPLD板综合DSP板,模拟调压板的输入,发出6路脉宽调制波驱动6只双向开关VQ1～VQ6。图2示出控制系统框图。

3 CPLD形成脉冲分配     3．1 CPLD介绍     XC95108型CPLD具有2500个逻辑门,108个I／O口,5V供电电压[2],抗干扰能力优于3．3V芯片,最大通过频率为125MHz。Project Navigator可编程逻辑开发软件提供了一种独立于硬件结构的设计环境,它使应用Xilinx型CPLD的设计者能够高效地进行设计、仿真和器件编程。设计输入的方式有原理图方式、VHDL语言编程、Verilog语言编程等。Verilog和C语言很相似,可在无需了解太多硬件描述语言的情况下快速上手。进入数字逻辑时序设计阶段,该系统就是采用这一软件工具作为输入方式的。     3．2 死区的生成     如图1所示,VQ2,VQ4,VQ6或VQ1,VQ3,VO5的任意两个开关同时开通都会造成输入短路,有必要在硬件中加入死区。图3示出CPLD发出的3路驱动电压脉冲信号ugVQ1,ugVQ2,ugVQ6的实验波形。可见,驱动VQ4,VQ6两只需要切换的开关脉冲死区时间为1μs,时基由10MHz的晶振送入移位寄存器得到。此外。任意一只开关的驱动信号的防直通处理均依照下式产生, 

图3 CPLD发出的三路驱动波形     3．3 6路驱动脉冲的生成     R,W,B三相交流电压瞬时值满足：     Umsinωt+Umsin(ωt+120°)+Umsin(ωt+240°)=0 (2)     脉冲宽度遵循的原则是每一相脉冲宽度与其相电压的瞬时值成比例。由式(2)推导为：     │UR│=│UW│+│UB│ (3)     不失一般性,假定这一时刻,三相相电压的绝对值│UR│最大,只要占空比满足：dR=dW+dB (4)就可实现每一相电流对相电压的跟随,达到三相功率因数校的正目的。其中,各相桥臂上下管的工作脉宽可由下获得,即模拟调压板中的UC3854BN运算后将脉冲送入CPLD的3个I／O口,即R,W,B三相调制信号,CPLD将这3个信号分配为6路两两互补的40μs开关周期及占空比小于50％的驱动脉冲。图4示出ModelSim下6路驱动电压脉冲信号ugVQ1-ugVQ6的仿真结果。可见,同一桥臂的上下两管两两互补,同时也可满足式(4)。

4 实验结果及分析     基于上述控制策略进行了数字控制器的硬件设计,其CPLD输出的6路互补脉冲信号实测结果见图3。由图可见,此时ugVQ1的相电压绝对值取得最大;ugVQ4次之;ugVQ6最小。比较图4和图3可见,实测波形与仿真波形完全一致,实现了1μs死区的设定和式(4)的约束条件。但值得注意的是,图4下方的6路PWM在同一桥臂的上下两管是互补出现的,实现了变压器的一、三象限运行,即第1类工作状态[3]。图3中的3路实测波形反映的是CPLD发出的对应于图1中VQ1,VQ4,VQ6的3只功率开关的驱动电压信号,作用于VQ1,VQ4,VQ6后可传递给高频变压器一个周期的有效占空比,下一周期的脉冲与之互补,以相反的极性磁化变压器,使之在两个象限轮换工作。