可饱和电感在开关电源中的应用

1引言

可饱和电感是一种磁滞回线矩形比高。起始磁导率高。矫顽力校具有明显磁饱和点的电感，在电子电路中常被当作可控延时开关元件来使用。由于具有独特的物理特性，可饱和电感在高频开关电源的开关噪声抑制技术及大电流输出辅路稳压技术等方面也得到了日益广泛的应用。

2可饱和电感的基本物理特性

图1(a)和图1(b)分别是普通铁氧体电感和可饱和电感的磁滞回线。从两者的对比中可以明显看出可饱和电感具有高磁滞回线矩形比(Br/Bs).高起始磁导率mi.低矫顽力Hc.明显的磁饱和点(A,B)等特怔。此外，由图1(b)还可以看出，可饱和电感的磁滞回线所包围的面积狭小，所以可饱和电感的高频磁滞损耗相应也较校由于可饱和电感通常是由微晶。非晶。坡莫合金等铁磁性材料制造的，所以可饱和电感一般都具有很高的起始磁导率mi和很高的饱和磁感应强度Bs。由于物理特性上的差异，可饱和电感在应用方面与普通铁氧体电感有两个显著的不同之处：(1)由于饱和磁场强度很小，所以可饱和电感的储能能力很弱，不能被当作储能电感使用。可饱和电感的最大储能Ｅm的理论值可由下式表示：Ｅm＝m式中：m：临界饱和点磁导率；H：临界饱和点磁场强度；V：磁性材料的有效体积。

(2)由于可饱和电感的起始磁导率高。磁阻小，电感系数和电感量都很大，在施加外部电压时，电感内部起始电流增长缓慢，只有经过DT的延时时间后，当电感线圈中的电流达到一定数值时，可饱和电感才会立即饱和，具有非常明显的开关特性，因而在电路中常被当作可控延时开关元件使用，可饱和电感的这种开关特性是普通铁氧体电感所不具备的。

普通铁氧体电感和可饱和电感在直流电压Vdc作用下的电流强度I随时间t变化的曲线如图2(a)和图2(b)所示。

3可饱和电感的开关噪声抑制作用

开关电源通常都工作在几十千赫兹到几百千赫兹的频段内，电源次级侧的整流二极管在高频关断过程中会流过较大的反向恢复电流，因此形成的电源导通尖峰噪声是开关电源噪声的重要组成部分。设法减小整流二极管的反向恢复电流，从而减小开关电源的传导和辐射噪声是开关电源设计中的一个重要方面。

在图3(a)所示的正激电源电路中，当初级功率管V1开始导通，次级整流二极管D1开始导通，D2开始截止时，由于二极管PN结的电荷存储效应，D2中流过了电流变化率di/dt很大的反向恢复尖峰电流i,致使V1.D1中也有相应的尖峰电流流过，在漏感。线电感等因素的共同作用下会在电源输出端产生高频的导通噪声。在D2上施加的反向电压越大，D2的反向恢复时间越长，反向恢复电流变化率di/dt就越大，电源输出噪声也就越大。大的反向恢复尖峰电流，不仅会产生电源噪声，也容易损坏整流器件。

当初级功率管V1开始截止，次级整流二极管D1开始截止，D2开始导通续流时，由于同样的原因，电源输出端也会产生高频关断噪声，关断噪声通常较导通噪声小很多，一般不作为电源设计考虑的重点。

为了有效减小整流二极管的反向恢复电流。抑制反向恢复电流变化率，在电源设计中通常采取的措施有：选用无PN结电荷存储效应。反向恢复时间很短的肖特极二极管或选用反向恢复电流变化率小，具有软恢复特性的整流二极管作为次级整流器件；在整流二极管两端并入RC缓冲电路，或在整流二极管中串联小电感以软化开关电压或反向恢复电流的变化率。由于可饱和电感具有电感系数大。容易饱和。储能作用弱等特点，所以非常适合作为限流电感串联在整流二极管中，从而使整流二极管反向恢复电流的幅值及变化率都被限制在一个合理的范围内。

在图3(b)所示电路中，当V1开始导通，D1开始导通，D2开始截止时，由于可饱和电感Ls的限流作用，D2中流过的反向恢复电流的幅值和变化率都会显著减小，从而有效地抑制了高频导通噪声的产生。在二极管D2导通。关断。导通的过程中，Ls中磁感应强度的变化如图4所示。D2中的电流由正向电流。零电流。最大反向电流再到零电流的反向恢复过程中，Ls中相应的磁感应强度位于图4中的A.B.C.D各点。在二极管D2续流导通后，相应的磁感应强度将会由D点重新过渡到A点。在D2由截止变为导通续流时，由于Ls存在着导通延时时间DT,这会影响D2的续流作用，并会在D2的负极产生负值尖峰电压，在电路中增加辅助二极管D3及电阻R1,可以较好地解决这一问题。

4可饱和电感在磁放大器稳压技术中的应用

磁放大器稳压是利用可饱和电感导通延时的物理特性来控制开关电源的占空比和输出功率，稳定电源输出电压的一种方法。在可饱和电感上加上适当的采样和控制元件，调节其导通延时的时间，就可以构成最常见的磁放大器稳压电路。图5是一个输入为110Vac~220Vac/50HZ,输出为5Vdc/20A,12Vdc/10A的双管正激开关稳压电源，其中5V是主控回路。其辅路12V输出电流较大，对稳压精度和负载稳定度都有较高要求，采用普通的方法稳压效果都不是很理想，如果采用磁放大器稳压技术就可圆满解决这一问题，使稳压电路的结构简单，耗散功率小，并可达到毫伏级的稳压精度。

110Vac~220Vac/50HZ输入经有源功率因数校正电路提升电压后，输出400Vdc的直流电压加在功率模块初级上，次级绕组N1输出峰值为20V.占空比约为25%的方波电压，次级绕组N2的输出峰值电压为50V。在加入磁放大器稳压电路前(图5中虚线框部分),辅路12V处的输出电压V2?50V′0.25=12.5V,在5V满载而12V空载时，由于辅路没有死负载放电回路，实际输出电压还会高得多。加入磁放大器稳压电路后，由于它的调节作用，辅路在任何负载条件下都可以得到理想的12V输出电压。下面分析磁放大器稳压电路的工作原理，稳压过程中可饱和电感Ls的磁感应强度变化曲线仍可由图4表示。

当初级功率管V1和V2截止时，次级二极管D1反向截止，二极管D2导通续流，储能电感L1释放能量，电源的辅路处于关断状态，此时，一个毫安级的小电流If经Q1.D3流入可饱和电感Ls,在Ls中产生了附加磁感应强度B0,B0位于磁滞回线的V点。在功率管V1和V2重新导通后，由于电感Ls的限流作用，D1中的电流只能缓慢增大，D2仍起着续流的作用，电源的辅路仍处于关断状态。只有在经过DT的延时时间后，当D1中的电流增加到了一定数值，Ls中的磁感应强度达到了饱和磁感应强度BS(A点)时，Ls才会立即饱和，D1中的电流迅速增加，D2迅速截止，储能电感L1进入储能阶段，电源的辅路进入了导通状态。

由上面的分析可知，由于可饱和电感Ls的插入，使得辅路的导通时间T′ON.占空比a′都较主回路小，通过对占空比a′的调节最终实现了辅路输出稳压的目的。a′具有很大的调节范围，在辅路完全空载时，a′几乎可以被调节至0,从而使辅路具有了很高的负载稳定度和稳压精度。占空比a′可根据下式计算：a′= T′ON/T＝(TON-DT)/T(2)

式中：TON：主回路的导通时间；T：电源的开关周期； DT：Ｌs的导通延时时间。

可饱和电感的导通延时时间DT由附加磁感应强度B0.电流If等确定，B0.If由采样控制电路根据输出电压的大小自动调节。DT由下式给出：DT="N"′Ae′(BS-B0)/Vin(3)

式中：BS：可饱和电感的饱和磁感应强度；B0：介于±BS之间，由工作电流If确定；Ae：可饱和电感的截面积；Ｎ：可饱和电感的线圈匝数；Vin：加在可饱和电感两端的电压。≡贐0=-BS时，DT有最大值DTmax=2N′Ae′BS/Vin；在B0=Br时，DT有最小值DTmin= N′Ae′ (BS-Br)/Vin。If一般设计为几十毫安，If的近似值由下式给出：If (HC- B0/mi)′lm/N(4)

式中：HC：可饱和电感的矫顽力；mi：起始磁导率；lm：可饱和电感的等效磁路长度。

基于与正激电源辅路输出稳压同样的原理，由两套磁放大器稳压电路就可以构成推挽电源。桥式电源的辅路输出稳压单元。此外，也可以由磁放大器方便地组成正反混激电源辅路输出稳压单元等，在这里就不一一赘述。

5结束语

本文介绍了可饱和电感的基本物理特性和可饱和电感的开关噪声抑制作用，重点分析了磁放大器稳压电路的工作原理，并提出了几个理论计算公式。在电源的实际工程设计中，由于供货厂商通常都会提供可饱和电感和磁放大器的经验设计公式，所以实际设计工作还是比较简单容易的。磁放大器稳压电路对于电路参数的要求并不是十分严格，在正常情况下都可以取得非常良好的稳压效果。

开关电源电磁干扰分析及抑制

摘要：开关电源由于本身工作特性使得电磁干扰问题相当突出。从开关电源电磁干扰的模型入手论述了开关电源电磁兼容问题产生的原因及种类，并给出了常用的抑制开关电源电磁干扰的措施、滤波器设计及参数选择。

关键词：开关电源；电磁干扰；分析与抑制

引言

近年来，开关电源以其效率高、体积小、输出稳定性好的优点而迅速发展起来。但是，由于开关电源工作过程中的高频率、高di/dt和高dv/dt使得电磁干扰问题非常突出。国内已经以新的3C认证取代了CCIB和CCEE认证，使得对开关电源在电磁兼容方面的要求更加详细和严格。如今，如何降低甚至消除开关电源的EMI问题已经成为全球开关电源设计师以及电磁兼容（EMC）设计师非常关注的问题。本文讨论了开关电源电磁干扰形成的原因以及常用的EMI抑制方法。

1 开关电源的干扰源分析

开关电源产生电磁干扰最根本的原因，就是其在工作过程中产生的高di/dt和高dv/dt，它们产生的浪涌电流和尖峰电压形成了干扰源。工频整流滤波使用的大电容充电放电、开关管高频工作时的电压切换、输出整流二极管的反向恢复电流都是这类干扰源。开关电源中的电压电流波形大多为接近矩形的周期波，比如开关管的驱动波形、MOSFET漏源波形等。对于矩形波，周期的倒数决定了波形的基波频率；两倍脉冲边缘上升时间或下降时间的倒数决定了这些边缘引起的频率分量的频率值，典型的值在MHz范围，而它的谐波频率就更高了。这些高频信号都对开关电源基本信号，尤其是控制电路的信号造成干扰。

开关电源的电磁噪声从噪声源来说可以分为两大类。一类是外部噪声，例如，通过电网传输过来的共模和差模噪声、外部电磁辐射对开关电源控制电路的干扰等。另一类是开关电源自身产生的电磁噪声，如开关管和整流管的电流尖峰产生的谐波及电磁辐射干扰。

如图1所示，电网中含有的共模和差模噪声对开关电源产生干扰，开关电源在受到电磁干扰的同时也对电网其他设备以及负载产生电磁干扰（如图中的返回噪声、输出噪声和辐射干扰）。进行开关电源EMI/EMC设计时一方面要防止开关电源对电网和附近的电子设备产生干扰，另一方面要加强开关电源本身对电磁骚扰环境的适应能力。下面具体分析开关电源噪声产生的原因和途径。

1.1 电源线引入的电磁噪声

电源线噪声是电网中各种用电设备产生的电磁骚扰沿着电源线传播所造成的。电源线噪声分为两大类：共模干扰、差模干扰。共模干扰（Common-mode Interference）定义为任何载流导体与参考地之间的不希望有的电位差；差模干扰（Differential-mode Interference）定义为任何两个载流导体之间的不希望有的电位差。两种干扰的等效电路如图2[1]所示。图中CP1为变压器初、次级之间的分布电容，CP2为开关电源与散热器之间的分布电容（即开关管集电极与地之间的分布电容）。

如图2（a）所示，开关管V1由导通变为截止状态时，其集电极电压突升为高电压，这个电压会引起共模电流Icm2向CP2充电和共模电流Icm1向CP1充电，分布电容的充电频率即开关电源的工作频率。则线路中共模电流总大小为（Icm1＋Icm2）。如图2（b）所示，当V1导通时，差模电流Idm和信号电流IL沿着导线、变压器初级、开关管组成的回路流通。由等效模型可知，共模干扰电流不通过地线，而通过输入电源线传输。而差模干扰电流通过地线和输入电源线回路传输。所以，我们设置电源线滤波器时要考虑到差模干扰和共模干扰的区别，在其传输途径上使用差模或共模滤波元件抑制它们的干扰，以达到最好的滤波效果。

图2

1.2 输入电流畸变造成的噪声

开关电源的输入普遍采用桥式整流、电容滤波型整流电源。如图3所示，在没有PFC功能的输入级，由于整流二极管的非线性和滤波电容的储能作用，使得二极管的导通角变小，输入电流i成为一个时间很短、峰值很高的周期性尖峰电流。这种畸变的电流实质上除了包含基波分量以外还含有丰富的高次谐波分量。这些高次谐波分量注入电网，引起严重的谐波污染，对电网上其他的电器造成干扰。为了控制开关电源对电网的污染以及实现高功率因数，PFC电路是不可或缺的部分。

1.3 开关管及变压器产生的干扰

主开关管是开关电源的核心器件，同时也是干扰源。其工作频率直接与电磁干扰的强度相关。随着开关管的工作频率升高，开关管电压、电流的切换速度加快，其传导干扰和辐射干扰也随之增加。此外，主开关管上反并联的钳位二极管的反向恢复特性不好，或者电压尖峰吸收电路的参数选择不当也会造成电磁干扰。

开关电源工作过程中，由初级滤波大电容、高频变压器初级线圈和开关管构成了一个高频电流环路。该环路会产生较大的辐射噪声。开关回路中开关管的负载是高频变压器初级线圈，它是一个感性的负载，所以，开关管通断时在高频变压器的初级两端会出现尖峰噪声。轻者造成干扰，重者击穿开关管。主变压器绕组之间的分布电容和漏感也是引起电磁干扰的重要因素。

1.4 输出整流二极管产生的干扰

理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声。

1.5 分布及寄生参数引起的开关电源噪声

开关电源的分布参数是多数干扰的内在因素，开关电源和散热器之间的分布电容、变压器初次级之间的分布电容、原副边的漏感都是噪声源。共模干扰就是通过变压器初、次级之间的分布电容以及开关电源与散热器之间的分布电容传输的。其中变压器绕组的分布电容与高频变压器绕组结构、制造工艺有关。可以通过改进绕制工艺和结构、增加绕组之间的绝缘、采用法拉第屏蔽等方法来减小绕组间的分布电容。而开关电源与散热器之间的分布电容与开关管的结构以及开关管的安装方式有关。采用带有屏蔽的绝缘衬垫可以减小开关管与散热器之间的分布电容。

如图4所示，在高频工作下的元件都有高频寄生特性[2]，对其工作状态产生影响。高频工作时导线变成了发射线、电容变成了电感、电感变成了电容、电阻变成了共振电路。观察图4中的频率特性曲线可以发现，当频率过高时各元件的频率特性产生了相当大的变化。为了保证开关电源在高频工作时的稳定性，设计开关电源时要充分考虑元件在高频工作时的特性，选择使用高频特性比较好的元件。另外，在高频时，导线寄生电感的感抗显著增加，由于电感的不可控性，最终使其变成一根发射线。也就成为了开关电源中的辐射干扰源。

2 开关电源EMI抑制措施

电磁兼容的三要素是干扰源、耦合通路和敏感体，抑制以上任何一项都可以减少电磁干扰问题。开关电源工作在高电压大电流的高频开关状态时，其引起的电磁兼容性问题是比较复杂的。但是，仍符合基本的电磁干扰模型，可以从三要素入手寻求抑制电磁干扰的方法。

2.1 抑制开关电源中各类电磁干扰源

为了解决输入电流波形畸变和降低电流谐波含量，开关电源需要使用功率因数校正（PFC）技术。PFC技术使得电流波形跟随电压波形，将电流波形校正成近似的正弦波。从而降低了电流谐波含量，改善了桥式整流电容滤波电路的输入特性，同时也提高了开关电源的功率因数。

软开关技术是减小开关器件损耗和改善开关器件电磁兼容特性的重要方法。开关器件开通和关断时会产生浪涌电流和尖峰电压，这是开关管产生电磁干扰及开关损耗的主要原因。使用软开关技术使开关管在零电压、零电流时进行开关转换可以有效地抑制电磁干扰。使用缓冲电路吸收开关管或高频变压器初级线圈两端的尖峰电压也能有效地改善电磁兼容特性。

输出整流二极管的反向恢复问题可以通过在输出整流管上串联一个饱和电感来抑制，如图5所示，饱和电感Ls与二极管串联工作。饱和电感的磁芯是用具有矩形BH曲线的磁性材料制成的。同磁放大器使用的材料一样，这种磁芯做的电感有很高的磁导率，该种磁芯在BH曲线上拥有一段接近垂直的线性区并很容易进入饱和。实际使用中，在输出整流二极管导通时，使饱和电感工作在饱和状态下，相当于一段导线；当二极管关断反向恢复时，使饱和电感工作在电感特性状态下，阻碍了反向恢复电流的大幅度变化，从而抑制了它对外部的干扰。

图5

2.2 切断电磁干扰传输途径--共模、差模电源线滤波器设计

电源线干扰可以使用电源线滤波器滤除，开关电源EMI滤波器基本电路如图6所示。一个合理有效的开关电源EMI滤波器应该对电源线上差模干扰和共模干扰都有较强的抑制作用。在图6中CX1和CX2叫做差模电容，L1叫做共模电感，CY1和CY2叫做共模电容。差模滤波元件和共模滤波元件分别对差模和共模干扰有较强的衰减作用。

共模电感L1是在同一个磁环上由绕向相反、匝数相同的两个绕组构成。通常使用环形磁芯，漏磁小，效率高，但是绕线困难。当市网工频电流在两个绕组中流过时为一进一出，产生的磁场恰好抵消，使得共模电感对市网工频电流不起任何阻碍作用，可以无损耗地传输。如果市网中含有共模噪声电流通过共模电感，这种共模噪声电流是同方向的，流经两个绕组时，产生的磁场同相叠加，使得共模电感对干扰电流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制共模干扰的作用。L1的电感量与EMI滤波器的额定电流I有关，具体关系参见表1所列。

实际使用中共模电感两个电感绕组由于绕制工艺的问题会存在电感差值，不过这

种差值正好被利用作差模电感。所以，一般电路中不必再设置独立的差模电感了。共模电感的差值电感与电容CX1及CX2构成了一个∏型滤波器。这种滤波器对差模干扰有较好的衰减。

除了共模电感以外，图6中的电容CY1及CY2也是用来滤除共模干扰的。共模滤波的衰减在低频时主要由电感器起作用，而在高频时大部分由电容CY1及CY2起作用。电容CY的选择要根据实际情况来定，由于电容CY接于电源线和地线之间，承受的电压比较高，所以，需要有高耐压、低漏电流特性。计算电容CY漏电流的公式是

ID=2πfCYVcY

式中：ID为漏电流；

f为电网频率。

一般装设在可移动设备上的滤波器，其交流漏电流应<1mA；若为装设在固定位置且接地的设备上的电源滤波器，其交流漏电流应<3.5mA，医疗器材规定的漏电流更小。由于考虑到漏电流的安全规范，电容CY的大小受到了限制，一般为2.2～33nF。电容类型一般为瓷片电容，使用中应注意在高频工作时电容器CY与引线电感的谐振效应。

差模干扰抑制器通常使用低通滤波元件构成，最简单的就是一只滤波电容接在两根电源线之间而形成的输入滤波电路（如图6中电容CX1），只要电容选择适当，就能对高频干扰起到抑制作用。该电容对高频干扰阻抗甚底，故两根电源线之间的高频干扰可以通过它，它对工频信号的阻抗很高，故对工频信号的传输毫无影响。该电容的选择主要考虑耐压值，只要满足功率线路的耐压等级，并能承受可预料的电压冲击即可。为了避免放电电流引起的冲击危害，CX电容容量不宜过大，一般在0.01～0.1μF之间。电容类型为陶瓷电容或聚酯薄膜电容。

2.3 使用屏蔽降低电磁敏感设备的敏感性

抑制辐射噪声的有效方法就是屏蔽。可以用导电性能良好的材料对电场进行屏蔽，用磁导率高的材料对磁场进行屏蔽。为了防止变压器的磁场泄露，使变压器初次级耦合良好，可以利用闭合磁环形成磁屏蔽，如罐型磁芯的漏磁通就明显比E型的小很多。开关电源的连接线，电源线都应该使用具有屏蔽层的导线，尽量防止外部干扰耦合到电路中。或者使用磁珠、磁环等EMC元件，滤除电源及信号线的高频干扰，但是，要注意信号频率不能受到EMC元件的干扰，也就是信号频率要在滤波器的通带之内。整个开关电源的外壳也需要有良好的屏蔽特性，接缝处要符合EMC规定的屏蔽要求。通过上述措施保证开关电源既不受外部电磁环境的干扰也不会对外部电子设备产生干扰。

3 结语

如今在开关电源体积越来越小，功率密度越来越大的趋势下。EMI/EMC问题成为了开关电源稳定性的一个关键因素，也是一个最容易忽视的方面。开关电源的EMI抑制技术在开关电源设计中占有很重要的位置。实践证明，EMI问题越早考虑、越早解决，费用越小、效果越好。

(

电源EMI滤波器的设计方法

1．确定fcn的一般方法

扼流圈截止频率fcn要根据电磁兼容性设计要求确定。对于骚扰源,要求将骚扰电平降低到规定的范围;对于接收器,其接收品质体现在对噪声容限的要求上。对于一阶低通滤波器截止频率可按下式确定:

骚扰源:fcn=kT×(系统中最低骚扰频率);

接收机:fcn=kR×(电磁环境中最低骚扰频率)。

式中,kT、kR根据电磁兼容性要求确定,一般情况下取1/3或1/5。例如:电源噪声扼流圈或电源输出滤波器截止频率取fcn=20～30kHz(当开关电源频率f=100kHz时);信号噪声扼流圈截止频率取fcn=10～30MHz(对传输速率为100Mbps的信息技术设备)。此外,对于输入电流有特殊波形的设备,例如接有直接整流-电容滤波的电源输入电路(未作功率因数校正(PFC)的开关电源和电子镇流器之类电器通常如此),要滤除2～40次电流谐波传导干扰,噪声扼流圈截止频率fcn可能取得更低一些。例如,美国联邦通信委员会(FCC)规定电磁干扰起始频率为300kHz;国际无线电干扰特别委员会(CISPR)规定为150kHz;美国军标规定为10kHz。

2．噪声滤波器电路

当扼流圈插入电路后,其提供的噪声抑制效果,不但取决于扼流圈阻抗ZF大小,也与扼流圈所在电路前后阻抗(即源阻抗和负载阻抗)有关。网络分析指出:在工作频率范围内,传输线输入输出阻抗匹配,可以最大限度传输信号功率;对于噪声,我们自然会想到插入噪声滤波器,使其输入输出阻抗在噪声频率范围内失配,以最大限度抑制噪声。因此,噪声滤波器结构和构成元件的选择要由噪声滤波器所在电路的源阻抗和负载阻抗而定。从这个意义上说抗EMI滤波器实际上是噪声失配滤波器。这里,我们特别提出噪声失配概念有利于对噪声与噪声滤波器相互作用的分析(见后面应用原理部分)。

噪声滤波器电路通常采用π形、T形、L形电路结构及他们的组合等,作成低通滤波器,基本电路结构形式如图1所示。一般来说,对于高频噪声,π形结构可以提供低的输入输出阻抗,适于所在电路源阻抗和负载阻抗高的场合;T形结构可以提供高的输入输出阻抗,适于所在电路源阻抗和负载阻抗低的场合;L形结构可以提供高输入阻抗和低输出阻抗(或者相反),适于所在电路低源阻抗和高负载阻抗(或者相反)场合。滤波器构成元件L、C值的确定要满足电路对噪声频率插入损耗要求,可按下式近似计算:

L=Z/（2π×fc）,C=1/（2π×fc×Z）

Z为噪声扼流圈阻抗、滤波器输入或输出阻抗。应该指出,L、C值计算只能是近似的。因为对于频率高到100kHz及其谐波,电路分布参数已经不能忽略,噪声滤波器对噪声的抑制效果实际上往往由实验确定。为方便设计计算,下面给出一个实际电容的阻抗频率特性和引线电感计算方法。考虑到电容损耗和引线电感影响,实际电容等效电路和阻抗频率特性如图2所示。引线电感由下式计算:

L=0.002l[ln(4l/d)-1]

式中,d为导线直径(cm),l为导线长度(cm),L为电感量(μH)。

例如,长度l=1cm的

0.31mm导线,L=0.0077μH,当频率为1MHz时Z=0.049Ω;频率为100MHz时Z=4.9Ω。当l=2cm时,L=0.0182μH,当频率为100MHz时,Z=11.44Ω。

3．噪声滤波器应用原理

根据电磁兼容性要求选择、使用噪声滤波器的方法或程式不是唯一的。这要作为电磁兼容性设计过程的一部分,在电器设计、生产、调试中解决。尽管如此,在设计使用噪声滤波器之前,了解电磁骚扰传播方式、噪声频率范围和插入电路的电磁环境是有益的。

电磁骚扰的传播方式大致分两种:一种是传导干扰,另一种是辐射干扰。用于改善电路噪声容限的板上型噪声滤波器可设计在9kHz～1780MHz频率范围内(根据电磁兼容有关标准)某一频段下工作。大体上可以认为:噪声频率低段表现为传导干扰(骚扰),噪声滤波器主要靠扼流圈感抗提供噪声抑制;在噪声频率高端,传导噪声功率被扼流圈等效电阻吸收和分布电容旁路,这时,辐射骚扰成为干扰的主要形式。辐射骚扰在附近元件、引线上感生噪声电流,严重时会引起电路自激,这在小型高密度电路元件组装情况下变得更加突出。抗EMI器件大都作为低通滤波器插入电路中抑制或吸收噪声干扰。可根据需要抑制的噪声频率,设计或选择滤波器截止频率fcn。上面已经提及,噪声滤波器作为噪声失配器插入电路中。其作用是对高于信号频率的噪声严重失配。用噪声失配概念,滤波器的作用可以这样来理解:通过噪声滤波器,噪声或因分压(衰减)降低噪声输出电平;或因多次反射吸收噪声功率;或因通道相位改变破坏寄生振荡条件,从而改善了电路的噪声容限。此外,设计、使用抗EMI器件要注意以下几个问题:

(1)了解电磁环境,合理选择频率范围;

(2)噪声滤波器所在电路中是否存在直流或强交流,防止器件磁心饱和失效;

(3)了解插入电路前后阻抗大小和性质使达到噪声失配,扼流圈阻抗一般为30～500Ω,宜在低源阻抗和负载阻抗下使用;

(4)注意分布电容和相邻元件、导线产生感性交扰;

(5)控制器件温升,一般不要超过60℃。